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开关电源的10大工作原理图

1.并联整流桥
在低功率设计中，很少使用整流桥的并联连接，但是在某些高功率输出情况下，您不想添加新设备。 单个整流桥的电流不满足输入功率要求。 并行地，在对两个整流桥进行整流之后，整流桥的并联不能采纳直流并联方式，即图2的方法。 由于整流桥不成对，因此无法使用1，并且通常无法根据其自身的VI特性共享电流。 这将导致两个整流桥的加热不一致。 使用图9的方法。 如图2所示，通常认为封装中的两个二极管特别匹配并且可以共享电流，因此可以通过使用图2的方法来实现整流桥的并联连接。

2.浮动地板驱动器
在驱动电路的设计中，常常提到MOS管需要由浮地驱动，那么什么是浮置驱动？ 简而言之，MOS管的S极没有直接连接到操纵IC的接地，即不是公共接地。 以我们常用的BUCK电路为例，如下图所示：操纵IC的地线通常和输入电源的地线共用，并且MOS管的S极之间有一个二极管。 和电源管。 输入电源的接地端子，因此操纵IC的驱动器信号不能直接连接到MOS管的栅极，而是需要附加的驱动器电路或驱动器IC，例如变压器隔离驱动器或带有 驱动器芯片。 自举电路，例如IR2110。
当然，还有另一种方法，即使用其他方法向操纵IC供电，然后将操纵IC的接地端子连接到MOS管的S端子，以使其不浮动，并且输出 操纵IC可以直接驱动MOS管。

3.磁滞比较器
在爱护电路中，为了预防爱护电路在爱护点附近来回振荡，通常增加肯定的磁滞。
在下图中，将1M电阻用作滞后。 如果没有1M电阻，很明显VF电压达到2.5V，并且运算放大器的输出电平很低。 添加1M电阻后，当运算放大器输出低电平常，6引脚电平为0.7（2.5-0.7）* 1000/1010 = 2.48V。 当VF低于6引脚电平常，7引脚输出为高电平（如果运算放大器提供15V，则可以基于14V计算7引脚输出），而6引脚电平可以计算为2.5 （14-2.5）* 10/1010 = 2.61V，如果这是输入欠压爱护电路，并且VF为100：1采样，则当输入电压高于261V且输入电压大于100V时，该电路将正常工作 低于261V的电压电压爱护将在248V以下得到增强的电压，从而增强了爱护电路的抗干扰能力。
常用的磁滞比较器有：过压和欠压爱护电路，旋转灯电路等。

4.误差放大器输出钳位电路
在电源设计中，无论是恒压源还是恒流源，只要是闭环操纵，总会有一个误差放大器。 在进入闭环之前，误差放大器的输出电压达到大值。 通常，误差放大器的电源通常约为15V，然后在开环中误差放大器的输出约为14V。 随着输入信号的增加，在达到电压调节（恒定电流）点后，误差放大器将从高点开始减小，直到闭环所需的值为止。 自然输出过冲时间越长，电路进入稳定状态的可能性就越小。
添加二极管稳压管后，可以在肯定程度上改善这一问题。 如下图所示，如果稳压器为5V，则误差放大器的输出在开环期间被钳位在大约6V，因此，进入闭环时，误差放大器的输出不会从14V开始下降 ，但从6V左右。 降低到闭环所需的电压值所需的时间自然会更短，并且电路变得更稳定。
您可以看一下IC内部的误差放大器输出。 不管IC电源电压是多少趴，误差放大器输出电压的大值都不应该是IC电源电压，而应该是6V左右。 我不了解是不是因为这个原因。

5.双回路操纵系统切换
在设计电路时，许多人认为具有有限电流功能的恒定电压源和具有有限电压功能的恒定电流源。 设计电路时，许多网民有时会使用下图所示的电路。 电流稳定环路逐渐增加负载。 电流稳定环路输出低电平以输入电流极限。 当负载减小并超过电流限制时，调节器环路需要一个切换时间，然后将无法工作。 在这段时间内，空白区域中的电路相当于一个开环，这对电路不是一件好事。 但是，如果第二电路中没有这样的问题，则电流稳定环路在限制电流时会降低低压稳压器环路的参考电压。 在此过程中，两个循环均正常工作。 即使在限流过程中，由于稳压器环路一直在工作，负载突然断开，因此电路将在短时间内进入稳定状态。 在上面的电路中将没有空格。

6.漏感的测量
我信任在电力变压器的设计中，每个人都了解如何测量变压器的漏感。 很多网友在帖子中常常提到我的变压器电感为1mH，漏感为600uH。 如果您也测量这种情况，则好进行确认，因为我们了解泄漏电感中存储的能量无法转移到次级侧。 如果您的变压器参数如上所述，您如何看待变压器的效率？ 一些网民会好奇，因为四周变压器的泄漏测试不明显。 为什么应用程序会有如此大的峰值？ 因为在实际工作中，不仅变压器的漏感在起作用，而且接线电感也在起作用。
测试漏感的正确方法应该是：首先不要焊接其余的器件，首先将变压器焊接到PCB，然后使用粗短线将MOS管和输出整流二极管短路，然后短路 从输入滤波电容测得的输出滤波电容，您将得到输入泄漏。 短路输入滤波电容，并从输出滤波电容进行测量，以获得输出端的漏感。 该测试方法考虑了PCB的分布电感，并且更接近实际情况。
7. MOS管驱动器
借用图片，图片是过压和过流爱护电路。 驱动信号由两个完耦合器操纵。 通常，在发生异样后，打开完耦合器，打开MOS管，断开完耦合器，然后关闭MOS管的开路。 此图片中至少存在两个明显的错误。 让我们看看哪里。 （R6R7为1k，R25R26为10k）

8.在反馈电路中选择两个电阻的基础
以384X电路为例。 完耦合隔离反馈电路有两种常见的连接方法。 一种是将针脚2接地，而完耦合器4针脚则连接到1针脚。 电压调节是通过拉低1引脚的电平来实现的。
有人认为此方法不合理，他们将使用下图所示的方法。 这种方法是相同的原因。 在此，下图以电阻R5和R6的选择为例。

在电路中，R7和R8按比例放大并连接，放大倍数为1，即R7 = R8，电容器C2主要起滤波作用，我通常选择一个小的100P。 如果电流采样信号在0-1V的范围内，则电路正常工作，并且COMP端子上的相应电压为1V-4.4V（内部二极管压降被认为是0.7V，即提供的低工作电压） 通过PDF 1V）。 然后转换为R6。 高电压应能够在0.6V至4V之间变化。 如果完耦合比为β，则可得到以下公式：4≤R6*（V0-2.5-1.1）*β/ R5
即，当大电流流经完耦合器的初级侧时，R6上次级侧电流的电压降应不小于4V。 至于R5的选择，我在另一篇文章中提到，完耦合器一次侧的电流通常操纵在5mA，因此可以选择R6的值。
9.低功耗反激电源调试
低功率反激输出电源基本上由空载或轻载直接供电。 由于它已经熟悉轻型车辆，因此基本上没有问题。 主要问题是参数优化。 但是对于菜鸟或新手来说，有时电路原理不是很清楚。 我想通过这样做来增强印象。 如果我直接打开电源，估量轰炸机的机率将超过一半，因此好逐步进行。
首先，它主要取决于MOS管的频率和驱动信号，并向操纵IC供电以检查IC是否正常工作。 如果单独提供电源，IC无法正常工作，那么直接打开电源会有什么后果？ IC电源正常后，通常会寻到具有限流功能的DC输出电源为您设计的电源供电，然后空载上电以检查输出电压是否正常。 由于直流输出电源具有限流功能，因此即使电源的限流爱护也有问题，并且在正常后空载输出电压也会正常加载。
如果没有具有限流功能的直流电源，我不想急于直接添加交流电源。 您可以将白炽灯和交流输入端串联以执行电流限制功能，然后检查空载是否正常。 如果正常，请卸下白炽灯。 交换会更安全。

10.交叉调整率是如何产生的？
在上图中，如果没有R和L，则是一个特别常见的反激电路输出整流的两个绕组，其中R是变压器和接线部分的直流阻抗，L是变压器绕组的漏感，N1N2 是理想的变压器。 绕组打开。 对于理想的变压器绕组，绕组电压和匝数比成正比，也就是说，如果5匝绕组的输出为5V，则10匝绕组的输出为10V。
如果绕组是5V稳压输出，则在空载条件下绕组中基本上没有电流。 R1和L1两端的压降可忽略不计。 二极管电压降是电流为零时的电压降值。 此时，N1绕组的电压可以视为5V的输出电压，二极管的压降为0.4V。 那么10匝绕组的电压为2 *（5 0.4）= 10.8V。 当绕组空载时，输出电压为10.4V。 随着第二绕组的负载电流增加，电阻器R2和L2两端的电压降增加。 二极管V2的电压降也增加，然后C2上的电压逐渐开始下降。 此电压变化是N2绕组的负载调节率，而不是交叉调节率。
在辅助绕组的负载不变的情况下，如果主绕组的负载发生变化，则R1，L1和V1的压降会随着电流的增加而增加，从而导致N1绕组的电压增加 （因为电压必须保持恒定）。 假设在加载主绕组后，N1绕组的电压从原来的5.4V变为6V。 然后，N2绕组的电压将变为12V，输出电容器C2上的电压将变为11.6V。 这是由主绕组的负载引起的。 辅助绕组电压从10.4V变为11.6V的情况是交叉调节率。

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